放大器電壓測量方法

㈠ 放大器電壓放大倍數、輸入電阻和輸出電阻的測量方法是什麼

放大器電壓放大倍數、輸入電阻和輸出電阻的測量方法
1.
給定幅度是Usm的輸入正弦電壓信號，測輸出電壓幅度Uom，保證不出現截止或削頂失真，比值Uom/Usm即是放大器電壓放大倍數。
2.設放大器輸入電阻為Ri，信號源內阻為Rs。信號源空載，測量其正弦電壓的有效值Es或幅度Esm。再加到放大器輸入端子上，測量放大器輸入端子的電壓有效值Ui或幅度Uim
則根據電阻串聯分壓原理有Ri/(Rs+Ri)Es=Ui，由此計算
Ri=Ui/(Es-Ui)Rs
3.設放大器輸出電阻為Ro，其空載輸出正弦電壓的有效值Eo或幅度Eom。再加阻值為RL的負載。測量輸出正弦電壓的有效值變為Uo或幅度Uom
則根據電阻串聯分壓原理有RL/(Ro+RL)Eo=Uo，由此計算
Ro=(Eo/Uo-1)RL
究竟如何保證不出現截止或削頂失真，詳細請參見元增民寫作的新體系特色模電教科書《模擬電子技術簡明教程》

㈡ 功放里的變壓器怎樣測其電壓

可以用萬用表進行測量。
功放變壓器通常有多組輸出電壓，其中兩組通過整流濾波成正負雙電壓供功放板的，另一組通過整流濾波後供前置電路和顯示屏的，有些前置和顯示屏的電源也是分開的。

㈢ 運算放大器的測量

運算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器，常用於高精度模擬電路，因此必須精確測量其性能。但在開環測量中，其開環增益可能高達107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應可能會在放大器輸入端產生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。
通過使用伺服環路，可以大大簡化測量過程，強制放大器輸入調零，使得待測放大器能夠測量自身的誤差。圖1顯示了一個運用該原理的多功能電路，它利用一個輔助運放作為積分器，來建立一個具有極高直流開環增益的穩定環路。開關為執行下面所述的各種測試提供了便利。圖1所示電路能夠將大部分測量誤差降至最低，支持精確測量大量直流和少量交流參數。附加的「輔助」運算放大器無需具有比待測運算放大器更好的性能，其直流開環增益最好能達到106或更高。如果待測器件（DUT）的失調電壓可能超過幾mV，則輔助運放應採用±15 V電源供電（如果DUT的輸入失調電壓可能超過10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3的阻值。）
DUT的電源電壓+V和–V幅度相等、極性相反。總電源電壓理所當然是2 × V。該電路使用對稱電源，即使「單電源」運放也是如此，因為系統的地以電源的中間電壓為參考。
作為積分器的輔助放大器在直流時配置為開環（最高增益），但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制為幾Hz。這意味著，DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器以最高增益放大，並通過一個1000:1衰減器施加於DUT的同相輸入端。負反饋將DUT輸出驅動至地電位。（事實上，實際電壓是輔助放大器的失調電壓，更精確地說是該失調電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kΩ電阻上引起的壓降，但它非常接近地電位，因此無關緊要，特別是考慮到測量期間此點的電壓變化不大可能超過幾mV）。
測試點TP1上的電壓是施加於DUT輸入端的校正電壓（與誤差在幅度上相等）的1000倍，約為數十mV或更大，因此可以相當輕松地進行測量。
理想運算放大器的失調電壓（Vos）為0，即當兩個輸入端連在一起並保持中間電源電壓時，輸出電壓同樣為中間電源電壓。現實中的運算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調電壓，因此必須將此范圍內的電壓施加於輸入端，使輸出處於中間電位。
圖2給出了最基本測試——失調電壓測量的配置。當TP1上的電壓為DUT失調電壓的1000倍時，DUT輸出電壓處於地電位。理想運算放大器具有無限大的輸入阻抗，無電流流入其輸入端。但在現實中，會有少量「偏置」電流流入反相和同相輸入端（分別為Ib–和Ib+），它們會在高阻抗電路中引起顯著的失調電壓。根據運算放大器類型的不同，這種偏置電流可能為幾fA(1 fA = 10–15 A，每隔幾微秒流過一個電子）至幾nA；在某些超快速運算放大器中，甚至達到1 - 2 μA。圖3顯示如何測量這些電流。該電路與圖2的失調電壓電路基本相同，只是DUT輸入端增加了兩個串聯電阻R6和R7。這些電阻可以通過開關S1和S2短路。當兩個開關均閉合時，該電路與圖2完全相同。當S1斷開時，反相輸入端的偏置電流流入Rs，電壓差增加到失調電壓上。通過測量TP1的電壓變化（=1000 Ib–×Rs），可以計算出Ib–。同樣，當S1閉合且S2斷開時，可以測量Ib+。如果先在S1和S2均閉合時測量TP1的電壓，然後在S1和S2均斷開時再次測量TP1的電壓，則通過該電壓的變化可以測算出「輸入失調電流」Ios，即Ib+與Ib–之差。R6和R7的阻值取決於要測量的電流大小。
如果Ib的值在5 pA左右，則會用到大電阻，使用該電路將非常困難，可能需要使用其它技術，牽涉到Ib給低泄漏電容（用於代替Rs）充電的速率。
當S1和S2閉合時，Ios仍會流入100 Ω電阻，導致Vos誤差，但在計算時通常可以忽略它，除非Ios足夠大，產生的誤差大於實測Vos的1%。
運算放大器的開環直流增益可能非常高，107以上的增益也並非罕見，但250，000到2，000，000的增益更為常見。直流增益的測量方法是通過S6切換DUT輸出端與1 V基準電壓之間的R5，迫使DUT的輸出改變一定的量（圖4中為1 V，但如果器件採用足夠大的電源供電，可以規定為10 V）。如果R5處於+1 V，若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變，DUT輸出必須變為–1 V。TP1的電壓變化衰減1000:1後輸入DUT，導致輸出改變1 V，由此很容易計算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。
為了測量開環交流增益，需要在DUT輸入端注入一個所需頻率的小交流信號，並測量相應的輸出信號（圖5中的TP2）。完成後，輔助放大器繼續使DUT輸出端的平均直流電平保持穩定。
圖5中，交流信號通過10，000:1的衰減器施加於DUT輸入端。對於開環增益可能接近直流值的低頻測量，必須使用如此大的衰減值。（例如，在增益為1，000，000的頻率時，1 V rms信號會將100 μV施加於放大器輸入端，放大器則試圖提供100 V rms輸出，導致放大器飽和。）因此，交流測量的頻率一般是幾百Hz到開環增益降至1時的頻率；在需要低頻增益數據時，應非常小心地利用較低的輸入幅度進行測量。所示的簡單衰減器只能在100 kHz以下的頻率工作，即使小心處理了雜散電容也不能超過該頻率。如果涉及到更高的頻率，則需要使用更復雜的電路。運算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模電壓變化導致的失調電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在DC時，它一般在80 dB至120 dB之間，但在高頻時會降低。
測試電路非常適合測量CMRR（圖6）。它不是將共模電壓施加於DUT輸入端，以免低電平效應破壞測量，而是改變電源電壓（相對於輸入的同一方向，即共模方向），電路其餘部分則保持不變。在圖6所示電路中，在TP1測量失調電壓，電源電壓為±V（本例中為+2.5 V和–2.5 V），並且兩個電源電壓再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失調電壓的變化對應於1 V的共模電壓變化，因此直流CMRR為失調電壓與1 V之比。
CMRR衡量失調電壓相對於共模電壓的變化，總電源電壓則保持不變。電源抑制比（PSRR）則相反，它是指失調電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變（圖7）。所用的電路完全相同，不同之處在於總電源電壓發生改變，而共模電平保持不變。本例中，電源電壓從+2.5 V和–2.5 V切換到+3 V和–3 V，總電源電壓從5 V變到6 V。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。
為了測量交流CMRR和PSRR，需要用電壓來調制電源電壓，如圖8所示。DUT繼續在直流開環下工作，但確切的增益由交流負反饋決定（圖中為100倍）。為了測量交流CMRR，利用幅度為1 V峰值的交流電壓調制DUT的正負電源。兩個電源的調制同相，因此實際的電源電壓為穩定的直流電壓，但共模電壓是2V峰峰值的正弦波，導致DUT輸出包括一個在TP2測量的交流電壓。
如果TP2的交流電壓具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），則摺合到DUT輸入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR為x/100 V，並且CMRR為該值與1 V峰值的比值。
交流PSRR的測量方法是將交流電壓施加於相位相差180°的正負電源，從而調制電源電壓的幅度（本例中同樣是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模電壓仍然保持穩定的直流電壓。計算方法與上一參數的計算方法非常相似。
總結
當然，運算放大器還有許多其它參數可能需要測量，而且還有多種其它方法可以測量上述參數，但正如本文所示，最基本的直流和交流參數可以利用易於構建、易於理解、毫無問題的簡單基本電路進行可靠測量。

㈣ 怎樣測量功放的輸出電壓

功放輸出理論上直流電壓應該為零，實際上一般有0.2V左右或更高一些，這個電壓越低越好。功放在工作時，輸出的是正弦波交流電壓，電壓值隨音樂大小波動，可以用萬用表交流檔測量。

㈤ 運算放大器放大後，如何測量放大後的電壓（如圖）

VCC一般應該是電源電壓，怎麼反向端又標注的是500毫伏，不好理解，應該是錯誤的。
如果不考慮VCC，輸入端為+500mV，如果是單正電源供電輸出為0V，如果是單負電源或雙電源供電輸出為-2.5V。

㈥ 功率放大電路測量方法

由於管子處於大信號下工作，故通常採用圖解法。掛示波器，輸入正弦波，分別調整輸入波形幅值，頻率和放大器偏置等一些其他電路參數。看輸出波形畸變程度和放大倍數。

輸入范圍越大越好，放大倍數越大越好，波形畸變越小越好。如果需定量測量，就要算出增益，帶寬，增益帶寬積。

靜態分析包括計演算法和圖解分析法；動態分析包括圖解分析法和微變等效電路法。在分析方法上，由於管子處於大信號下工作，故通常採用圖解法。功率放大電路的分析任務是：最大輸出功率、最高效率及功率三極體的安全工作參數。

(6)放大器電壓測量方法擴展閱讀：

要求輸出功率盡可能大為了獲得大的功率輸出，要求功放管的電壓和電流都有足夠大的輸出幅度，因此管子往往在接近極限運用狀態下工作。

效率要高由於輸出功率大，因此直流電源消耗的功率也大，這就存在一個效率問題。所謂效率就是負載得到的有用信號功率和電源供給的直流功率的比值。這個比值越大，意味著效率越高。

㈦ 電壓比較放大器失調電壓的測法

把比較器接成閉環反相比例放大器電路，把它的兩個輸入端分別通過電阻連接在一起並接地，輸入電阻的阻值選1k，反饋電阻阻值選10k~100k即可，此時電路的輸出應為0V，用高精度高輸入阻抗的電壓表測量兩輸入端之間的電壓差，測量結果就是比較器的輸入失調電壓。

㈧ 如何測量放大器的失調電壓

分兩種情況吧
1、如果你只是理論上分析一下，可以直接利用失調電壓的定義來測：正負輸入端均接地，然後測量輸出電壓。該電壓即為失調電壓。
如果想提高理論分析的可行性也可以像樓上那樣搭建一個同向放大器。這樣測得的電壓將不是uV或者更小數量級的，便於測量，最後把輸出電壓除以放大倍數即為失調電壓。

2、如果要做一套測量運放失調電壓的設備，需要在被測運放後級加上一塊輔助運放。輔助運放的精度要高於被測運放。例如被測運放是741，那麼輔助運放可以用OP07等。電路接法參考國家標准GB3442-82，同時也應注意用補償電容消除電路中的自激振盪。

㈨ 怎樣測量功放機的中點電壓

接喇叭的那兩個接線端也就是輸出和地線（GND）間的電壓就是。

如果是OCL功放，中點電壓就是喇叭輸出對地的電壓，OTL功放即是在喇叭輸出的大電容前。到於測靜態電流，可以直接將電流表串入電源正極，將音量前至最小來測量。

如果到准確些，就將表串入功放未級電流放大級三極體C極，如果是多管並聯，即只串一個管，測出來後再乘多少組並聯的倍數。

(9)放大器電壓測量方法擴展閱讀：

按功放輸出級放大元件的數量，可以分為單端放大器和推挽放大器。

單端放大器的輸出級由一隻放大元件（或多隻元件但並聯成一組）完成對信號正負兩個半周的放大。單端放大機器只能採取甲類工作狀態。

推挽放大器的輸出級有兩個「臂」（兩組放大元件），一個「臂」的電流增加時，另一個「臂」的電流則減小，二者的狀態輪流轉換。對負載而言，好像是一個「臂」在推，一個「臂」在拉，共同完成電流輸出任務。盡管甲類放大器可以採用推挽式放大，但更常見的是用推挽放大構成乙類或甲乙類放大器。

㈩ 怎樣測試運算放大器的輸入失調電壓

直接利用失調電壓的定義來測：正負輸入端均接地，然後測量輸出電壓。該電壓即為失調電壓。電路接法參考國家標准GB3442-82，同時也應注意用補償電容消除電路中的自激振盪。

使運算放大器輸出端為0V(或接近0V)所需加於兩輸入端間之補償電壓。理想之運算放大器其VIO為0V，一般約為數毫伏。

如μA741C在25℃ 時其VIO最大值為6mV，LM318在25℃ 時其VIO最大值為10mV。VIO造成之原因為運放中差動放大級之VBE－IB特性不一致所致。

若是由FET所構成之差動放大器則是因VGS－ID特性不一致所造成，其值可為正值或負值。

(10)放大器電壓測量方法擴展閱讀：

需要注意一個常見問題：替換不同型號的運放後，如果滑動端意外地與錯誤的電源相連，那麼運放將會損壞。一個設計良好的運放的失調電壓調節范圍不超過其最低等級產品的最大Vos的2~3倍；然而，運放的失調電壓調整管腳處的電壓增益通常大於信號輸入端的增益。

因此，必須盡可能地減小失調電壓調整管腳處的雜訊，也就是避免使用長導線連接運放和電位器。失調電壓調零會引起失調溫度系數上升，運放的輸入失調電壓漂移受失調電限調整設置的影響。

內部調節端只能用於調整運放自己的失調電壓，而不能糾正系統的失調誤差。對於FET輸入型運放來說，漂移損失約為4μV/℃。通常，最好通過選擇合適的器件/等級來控制失調電壓。