放大器电压测量方法

㈠ 放大器电压放大倍数、输入电阻和输出电阻的测量方法是什么

放大器电压放大倍数、输入电阻和输出电阻的测量方法
1.
给定幅度是Usm的输入正弦电压信号，测输出电压幅度Uom，保证不出现截止或削顶失真，比值Uom/Usm即是放大器电压放大倍数。
2.设放大器输入电阻为Ri，信号源内阻为Rs。信号源空载，测量其正弦电压的有效值Es或幅度Esm。再加到放大器输入端子上，测量放大器输入端子的电压有效值Ui或幅度Uim
则根据电阻串联分压原理有Ri/(Rs+Ri)Es=Ui，由此计算
Ri=Ui/(Es-Ui)Rs
3.设放大器输出电阻为Ro，其空载输出正弦电压的有效值Eo或幅度Eom。再加阻值为RL的负载。测量输出正弦电压的有效值变为Uo或幅度Uom
则根据电阻串联分压原理有RL/(Ro+RL)Eo=Uo，由此计算
Ro=(Eo/Uo-1)RL
究竟如何保证不出现截止或削顶失真，详细请参见元增民写作的新体系特色模电教科书《模拟电子技术简明教程》

㈡ 功放里的变压器怎样测其电压

可以用万用表进行测量。
功放变压器通常有多组输出电压，其中两组通过整流滤波成正负双电压供功放板的，另一组通过整流滤波后供前置电路和显示屏的，有些前置和显示屏的电源也是分开的。

㈢ 运算放大器的测量

运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器，常用于高精度模拟电路，因此必须精确测量其性能。但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应可能会在放大器输入端产生非常小的电压，这样误差将难以避免。
通过使用伺服环路，可以大大简化测量过程，强制放大器输入调零，使得待测放大器能够测量自身的误差。图1显示了一个运用该原理的多功能电路，它利用一个辅助运放作为积分器，来建立一个具有极高直流开环增益的稳定环路。开关为执行下面所述的各种测试提供了便利。图1所示电路能够将大部分测量误差降至最低，支持精确测量大量直流和少量交流参数。附加的“辅助”运算放大器无需具有比待测运算放大器更好的性能，其直流开环增益最好能达到106或更高。如果待测器件（DUT）的失调电压可能超过几mV，则辅助运放应采用±15 V电源供电（如果DUT的输入失调电压可能超过10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。）
DUT的电源电压+V和–V幅度相等、极性相反。总电源电压理所当然是2 × V。该电路使用对称电源，即使“单电源”运放也是如此，因为系统的地以电源的中间电压为参考。
作为积分器的辅助放大器在直流时配置为开环（最高增益），但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被辅助放大器以最高增益放大，并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反馈将DUT输出驱动至地电位。（事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压，更精确地说是该失调电压加上辅助放大器的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它非常接近地电位，因此无关紧要，特别是考虑到测量期间此点的电压变化不大可能超过几mV）。
测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端的校正电压（与误差在幅度上相等）的1000倍，约为数十mV或更大，因此可以相当轻松地进行测量。
理想运算放大器的失调电压（Vos）为0，即当两个输入端连在一起并保持中间电源电压时，输出电压同样为中间电源电压。现实中的运算放大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因此必须将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位。
图2给出了最基本测试——失调电压测量的配置。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位。理想运算放大器具有无限大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在现实中，会有少量“偏置”电流流入反相和同相输入端（分别为Ib–和Ib+），它们会在高阻抗电路中引起显着的失调电压。根据运算放大器类型的不同，这种偏置电流可能为几fA(1 fA = 10–15 A，每隔几微秒流过一个电子）至几nA；在某些超快速运算放大器中，甚至达到1 - 2 μA。图3显示如何测量这些电流。该电路与图2的失调电压电路基本相同，只是DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R7。这些电阻可以通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2完全相同。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差增加到失调电压上。通过测量TP1的电压变化（=1000 Ib–×Rs），可以计算出Ib–。同样，当S1闭合且S2断开时，可以测量Ib+。如果先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电压，则通过该电压的变化可以测算出“输入失调电流”Ios，即Ib+与Ib–之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。
如果Ib的值在5 pA左右，则会用到大电阻，使用该电路将非常困难，可能需要使用其它技术，牵涉到Ib给低泄漏电容（用于代替Rs）充电的速率。
当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100 Ω电阻，导致Vos误差，但在计算时通常可以忽略它，除非Ios足够大，产生的误差大于实测Vos的1%。
运算放大器的开环直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕见，但250，000到2，000，000的增益更为常见。直流增益的测量方法是通过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出改变一定的量（图4中为1 V，但如果器件采用足够大的电源供电，可以规定为10 V）。如果R5处于+1 V，若要使辅助放大器的输入保持在0附近不变，DUT输出必须变为–1 V。TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT，导致输出改变1 V，由此很容易计算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。
为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号（图5中的TP2）。完成后，辅助放大器继续使DUT输出端的平均直流电平保持稳定。
图5中，交流信号通过10，000:1的衰减器施加于DUT输入端。对于开环增益可能接近直流值的低频测量，必须使用如此大的衰减值。（例如，在增益为1，000，000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于放大器输入端，放大器则试图提供100 V rms输出，导致放大器饱和。）因此，交流测量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率；在需要低频增益数据时，应非常小心地利用较低的输入幅度进行测量。所示的简单衰减器只能在100 kHz以下的频率工作，即使小心处理了杂散电容也不能超过该频率。如果涉及到更高的频率，则需要使用更复杂的电路。运算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模电压变化导致的失调电压视在变化与所施加的共模电压变化之比。在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间，但在高频时会降低。
测试电路非常适合测量CMRR（图6）。它不是将共模电压施加于DUT输入端，以免低电平效应破坏测量，而是改变电源电压（相对于输入的同一方向，即共模方向），电路其余部分则保持不变。在图6所示电路中，在TP1测量失调电压，电源电压为±V（本例中为+2.5 V和–2.5 V），并且两个电源电压再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失调电压的变化对应于1 V的共模电压变化，因此直流CMRR为失调电压与1 V之比。
CMRR衡量失调电压相对于共模电压的变化，总电源电压则保持不变。电源抑制比（PSRR）则相反，它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比，共模电压保持中间电源电压不变（图7）。所用的电路完全相同，不同之处在于总电源电压发生改变，而共模电平保持不变。本例中，电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V。共模电压仍然保持中间电源电压。计算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。
为了测量交流CMRR和PSRR，需要用电压来调制电源电压，如图8所示。DUT继续在直流开环下工作，但确切的增益由交流负反馈决定（图中为100倍）。为了测量交流CMRR，利用幅度为1 V峰值的交流电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相，因此实际的电源电压为稳定的直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波，导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。
如果TP2的交流电压具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），则折合到DUT输入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR为x/100 V，并且CMRR为该值与1 V峰值的比值。
交流PSRR的测量方法是将交流电压施加于相位相差180°的正负电源，从而调制电源电压的幅度（本例中同样是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模电压仍然保持稳定的直流电压。计算方法与上一参数的计算方法非常相似。
总结
当然，运算放大器还有许多其它参数可能需要测量，而且还有多种其它方法可以测量上述参数，但正如本文所示，最基本的直流和交流参数可以利用易于构建、易于理解、毫无问题的简单基本电路进行可靠测量。

㈣ 怎样测量功放的输出电压

功放输出理论上直流电压应该为零，实际上一般有0.2V左右或更高一些，这个电压越低越好。功放在工作时，输出的是正弦波交流电压，电压值随音乐大小波动，可以用万用表交流档测量。

㈤ 运算放大器放大后，如何测量放大后的电压（如图）

VCC一般应该是电源电压，怎么反向端又标注的是500毫伏，不好理解，应该是错误的。
如果不考虑VCC，输入端为+500mV，如果是单正电源供电输出为0V，如果是单负电源或双电源供电输出为-2.5V。

㈥ 功率放大电路测量方法

由于管子处于大信号下工作，故通常采用图解法。挂示波器，输入正弦波，分别调整输入波形幅值，频率和放大器偏置等一些其他电路参数。看输出波形畸变程度和放大倍数。

输入范围越大越好，放大倍数越大越好，波形畸变越小越好。如果需定量测量，就要算出增益，带宽，增益带宽积。

静态分析包括计算法和图解分析法；动态分析包括图解分析法和微变等效电路法。在分析方法上，由于管子处于大信号下工作，故通常采用图解法。功率放大电路的分析任务是：最大输出功率、最高效率及功率三极管的安全工作参数。

(6)放大器电压测量方法扩展阅读：

要求输出功率尽可能大为了获得大的功率输出，要求功放管的电压和电流都有足够大的输出幅度，因此管子往往在接近极限运用状态下工作。

效率要高由于输出功率大，因此直流电源消耗的功率也大，这就存在一个效率问题。所谓效率就是负载得到的有用信号功率和电源供给的直流功率的比值。这个比值越大，意味着效率越高。

㈦ 电压比较放大器失调电压的测法

把比较器接成闭环反相比例放大器电路，把它的两个输入端分别通过电阻连接在一起并接地，输入电阻的阻值选1k，反馈电阻阻值选10k~100k即可，此时电路的输出应为0V，用高精度高输入阻抗的电压表测量两输入端之间的电压差，测量结果就是比较器的输入失调电压。

㈧ 如何测量放大器的失调电压

分两种情况吧
1、如果你只是理论上分析一下，可以直接利用失调电压的定义来测：正负输入端均接地，然后测量输出电压。该电压即为失调电压。
如果想提高理论分析的可行性也可以像楼上那样搭建一个同向放大器。这样测得的电压将不是uV或者更小数量级的，便于测量，最后把输出电压除以放大倍数即为失调电压。

2、如果要做一套测量运放失调电压的设备，需要在被测运放后级加上一块辅助运放。辅助运放的精度要高于被测运放。例如被测运放是741，那么辅助运放可以用OP07等。电路接法参考国家标准GB3442-82，同时也应注意用补偿电容消除电路中的自激振荡。

㈨ 怎样测量功放机的中点电压

接喇叭的那两个接线端也就是输出和地线（GND）间的电压就是。

如果是OCL功放，中点电压就是喇叭输出对地的电压，OTL功放即是在喇叭输出的大电容前。到于测静态电流，可以直接将电流表串入电源正极，将音量前至最小来测量。

如果到准确些，就将表串入功放未级电流放大级三极管C极，如果是多管并联，即只串一个管，测出来后再乘多少组并联的倍数。

(9)放大器电压测量方法扩展阅读：

按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。

单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。单端放大机器只能采取甲类工作状态。

推挽放大器的输出级有两个“臂”（两组放大元件），一个“臂”的电流增加时，另一个“臂”的电流则减小，二者的状态轮流转换。对负载而言，好像是一个“臂”在推，一个“臂”在拉，共同完成电流输出任务。尽管甲类放大器可以采用推挽式放大，但更常见的是用推挽放大构成乙类或甲乙类放大器。

㈩ 怎样测试运算放大器的输入失调电压

直接利用失调电压的定义来测：正负输入端均接地，然后测量输出电压。该电压即为失调电压。电路接法参考国家标准GB3442-82，同时也应注意用补偿电容消除电路中的自激振荡。

使运算放大器输出端为0V(或接近0V)所需加于两输入端间之补偿电压。理想之运算放大器其VIO为0V，一般约为数毫伏。

如μA741C在25℃ 时其VIO最大值为6mV，LM318在25℃ 时其VIO最大值为10mV。VIO造成之原因为运放中差动放大级之VBE－IB特性不一致所致。

若是由FET所构成之差动放大器则是因VGS－ID特性不一致所造成，其值可为正值或负值。

(10)放大器电压测量方法扩展阅读：

需要注意一个常见问题：替换不同型号的运放后，如果滑动端意外地与错误的电源相连，那么运放将会损坏。一个设计良好的运放的失调电压调节范围不超过其最低等级产品的最大Vos的2~3倍；然而，运放的失调电压调整管脚处的电压增益通常大于信号输入端的增益。

因此，必须尽可能地减小失调电压调整管脚处的噪声，也就是避免使用长导线连接运放和电位器。失调电压调零会引起失调温度系数上升，运放的输入失调电压漂移受失调电限调整设置的影响。

内部调节端只能用于调整运放自己的失调电压，而不能纠正系统的失调误差。对于FET输入型运放来说，漂移损失约为4μV/℃。通常，最好通过选择合适的器件/等级来控制失调电压。