如何PWM控制負載功率大小方法

⑴ 用單片機做PWM控制電加熱器的加熱功率請問控制思路是什麼

用單片機做PWM控制電加熱器的加熱功率請問控制思路可以這么考慮：加熱功率的大小由輸出脈沖的占空比決定，占空比大，則加熱功率就大。而輸出脈沖的的形成可採用計時方式，即利用內部的定時/計數器產生，可以設置兩個定時器，一個為脈沖高電平輸出的延時，另一個為低電平輸出的延時或整個周期時間的延時。兩個定時/計數器採用中斷工作方式，另外設置單片機的某一引腳為脈沖輸出通道，當兩個定時/計數器定時到後，分別改變這個通道的狀態，就可實現PWM脈沖的輸出。
PWM脈沖的占空比就由於兩個定時/計數器的定時確定。而定時的大小則根據檢測信號與設定值的偏差，經過PID運算或其它控制規律運算確定。整個單片機系統主程序是對檢測加熱溫度信號進行周而復始的掃描。當掃描到有信號輸入時（A/D轉換晶元送給單片機的），就進行控制規律的比較，需要改變輸出脈沖占空比時，將計算後的兩個定時/計數器的定時值分別重新送給這兩個定時/計數器定時值的存儲單元即可。
實際為了提高時效，可以根據控制規律，將輸出脈沖的占空比所對應的兩個定時/計數器的定時值事先計算好，並按照順序事先存放在單片機的內存中，執行程序時則採用查表的方法，在掃描到有信號輸入時直接查表，取出定時值送給這兩個定時/計數器。這樣工作速度快，PWM的動、靜態性能較好，但程序編寫好後，控制精度就不能更改。
因為，這是整個系統的設計問題，只能簡單地說這些思路了。

⑵ 大夥們支支招啊！！ 關於PWM控制交流負載的功率

首先，路燈電源是交流220伏，那AD轉換如何測得電源的負半波信號
其次，PWM控制不是任何地方都能用的，特別是在交流電源下。
不同的燈具，因為發光原理不同，所以就要採用不同的調光控制技術。
就普通的白熾燈而言，調光是最簡單的，但也需用降壓技術，一般是採用雙向可控硅（或非過零觸發固態繼電器）移相控制技術實現。
一般供電，如果需要加給負載的電壓，正好等於電源電壓，可以直接接過去。但是，如果需要加給負載的電壓大小要經常改變，那就必須採取辦法降掉一些電壓。然而，簡單的串聯降壓，電流流過這個降壓用的東西（如電阻，或者作為調整管的晶體管、電子管），這個降壓的東西上必然要消耗功率。例如，負載電壓如果是電源電壓的三分之一的話，降壓電阻（或調整管）上消耗的功率就是負載功率的二倍了。這是很可觀的。

而採用pwm控制，則不用電阻串聯降壓，可以免除這個能量損耗。
此時電源和負載間，是時通時斷的。每個瞬時的輸出電壓，或是等於電源電壓，或是等於0。但是，靠「導通/關斷」的時間比，可以使得加給負載的「平均電壓」等於需要的數值。

然後，視負載的性質：
有些負載，例如電熱器件，只要「平均功率」符合需要就行了，那就不需要再做其他處理了。
有些負載，要求必須是「純直流」，那麼，可以用電感濾波（加續流管）得到等於上述「平均電壓」的純直流輸出。我們知道，電感濾波理論上可以做到不消耗能量。
特別是有些負載本身就具有電感（例如電動機），那就不需要再加電感，只要續流二極體就行了。

⑶ PWM是怎麼控制電流或電壓大小的舉例說明，說的通俗些。

PWM控制稱為脈沖寬度控制，輸出的電壓幅度是相同的，但是時間寬度則不同，以一個正弦波為例，第一個脈沖為一個半波時間的1%，間隔1% 第二個3% 在間隔2% ，第三個5% 在間隔4%，到了正弦半波的中間位置，脈沖時間寬度達到12到15% ，再往後脈沖寬度在逐步減小，間隔也減小，再通過電感的作用，如帶電動機，輸出的電流就是近乎正弦波電流

⑷ PWM技術的幾種PWM控制方法

采樣控制理論中有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同.PWM控制技術就是以該結論為理論基礎，對半導體開關器件的導通和關斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形.按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。
PWM控制的基本原理很早就已經提出，但是受電力電子器件發展水平的制約，在上世紀80年代以前一直未能實現.直到進入上世紀80年代，隨著全控型電力電子器件的出現和迅速發展，PWM控制技術才真正得到應用.隨著電力電子技術，微電子技術和自動控制技術的發展以及各種新的理論方法，如現代控制理論,非線性系統控制思想的應用，PWM控制技術獲得了空前的發展.到目前為止，已出現了多種PWM控制技術，根據PWM控制技術的特點，到目前為止主要有以下方法。 在上世紀70年代開始至上世紀80年代初，由於當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓三極體，載波頻率一般不超過5kHz，電機繞組的電磁噪音及諧波造成的振動引起了人們的關注。為求得改善，隨機PWM方法應運而生。
其原理是隨機改變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白雜訊（在線性頻率坐標系中，各頻率能量分布是均勻的），盡管噪音的總分貝數未變，但以固定開關頻率為特徵的有色噪音強度大大削弱。
正因為如此，即使在IGBT已被廣泛應用的今天，對於載波頻率必須限制在較低頻率的場合，隨機PWM仍然有其特殊的價值；另一方面則說明了消除機械和電磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作頻率，隨機PWM技術正是提供了一個分析，解決這種問題的全新思路。 SPWM（Sinusoidal PWM）法是一種比較成熟的，目前使用較廣泛的PWM法。
前面提到的采樣控制理論中的一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。SPWM法就是以該結論為理論基礎，用脈沖寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區間內的面積相等，通過改變調制波的頻率和幅值則可調節逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。該方法的實現有以下幾種方案。 等面積法
該方案實際上就是SPWM法原理的直接闡釋，用同樣數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然後計算各脈沖的寬度和間隔，並把這些數據存於微機中，通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷，以達到預期的目的。由於此方法是以SPWM控制的基本原理為出發點，可以准確地計算出各開關器件的通斷時刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數據佔用內存大，不能實時控制的缺點。 硬體調製法
硬體調製法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調製得到所期望的PWM波形.通常採用等腰三角波作為載波，當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形.其實現方法簡單，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路，用比較器來確定它們的交點,在交點時刻對開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波.但是，這種模擬電路結構復雜，難以實現精確的控制。 軟體生成法
由於微機技術的發展使得用軟體生成SPWM波形變得比較容易，因此，軟體生成法也就應運而生.軟體生成法其實就是用軟體來實現調制的方法，其有兩種基本演算法，即自然采樣法和規則采樣法。 自然采樣法
以正弦波為調制波，等腰三角波為載波進行比較，在兩個波形的自然交點時刻控制開關器件的通斷，這就是自然采樣法。其優點是所得SPWM波形最接近正弦波，但由於三角波與正弦波交點有任意性，脈沖中心在一個周期內不等距，從而脈寬表達式是一個超越方程，計算繁瑣，難以實時控制。 規則采樣法
規則采樣法是一種應用較廣的工程實用方法，一般採用三角波作為載波。其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點時刻控制開關器件的通斷，從而實現SPWM法。 當三角波只在其頂點（或底點）位置對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期（即采樣周期）內的位置是對稱的，這種方法稱為對稱規則采樣。 當三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期（此時為采樣周期的兩倍）內的位置一般並不對稱，這種方法稱為非對稱規則采樣。
規則采樣法是對自然采樣法的改進，其主要優點就是是計算簡單，便於在線實時運算，其中非對稱規則采樣法因階數多而更接近正弦.其缺點是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。
以上兩種方法均只適用於同步調制方式中。 低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法。其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數展開，表示為u（ωt)=ansinnωt，首先確定基波分量a1的值，再令兩個不同的an=0，就可以建立三個方程，聯立求解得a1、a2及a3，這樣就可以消去兩個頻率的諧波。
該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波，但是，剩餘未消去的較低次諧波的幅值可能會相當大，而且同樣存在計算復雜的缺點。該方法同樣只適用於同步調制方式中。 前面所介紹的各種方法主要是以輸出波形盡量接近正弦波為目的，從而忽視了直流電壓的利用率，如SPWM法，其直流電壓利用率僅為86.6%。因此，為了提高直流電壓利用率，提出了一種新的方法——梯形波與三角波比較法。該方法是採用梯形波作為調制信號，三角波為載波，且使兩波幅值相等，以兩波的交點時刻控制開關器件的通斷實現PWM控制。
由於當梯形波幅值和三角波幅值相等時，其所含的基波分量幅值已超過了三角波幅值，從而可以有效地提高直流電壓利用率.但由於梯形波本身含有低次諧波，所以輸出波形中含有5次，7次等低次諧波。 前面所介紹的各種PWM控制方法用於三相逆變電路時，都是對三相輸出相電壓分別進行控制的，使其輸出接近正弦波，但是，對於像三相非同步電動機這樣的三相無中線對稱負載，逆變器輸出不必追求相電壓接近正弦，而可著眼於使線電壓趨於正弦。因此，提出了線電壓控制PWM，主要有以下兩種方法： 馬鞍形波與三角波比較法
馬鞍形波與三角波比較法也就是諧波注入PWM方式（HIPWM），其原理是在正弦波中加入一定比例的三次諧波，調制信號便呈現出馬鞍形，而且幅值明顯降低，於是在調制信號的幅值不超過載波幅值的情況下，可以使基波幅值超過三角波幅值，提高了直流電壓利用率。在三相無中線系統中，由於三次諧波電流無通路，所以三個線電壓和線電流中均不含三次諧波[4]。
除了可以注入三次諧波以外，還可以注入其他3倍頻於正弦波信號的其他波形，這些信號都不會影響線
電壓.這是因為，經過PWM調制後逆變電路輸出的相電壓也必然包含相應的3倍頻於正弦波信號的諧波，但在合成線電壓時，各相電壓中的這些諧波將互相抵消，從而使線電壓仍為正弦波。 單元脈寬調製法
因為，三相對稱線電壓有Uuv+Uvw+Uwu=0的關系，所以，某一線電壓任何時刻都等於另外兩個線電壓負值之和。現在把一個周期等分為6個區間，每區間60°，對於某一線電壓例如Uuv，半個周期兩邊60°區間用Uuv本身表示，中間60°區間用-(Uvw+Uwu）表示，當將Uvw和Uwu作同樣處理時，就可以得到三相線電壓波形只有半周內兩邊60°區間的兩種波形形狀，並且有正有負.把這樣的電壓波形作為脈寬調制的參考信號，載波仍用三角波，並把各區間的曲線用直線近似（實踐表明，這樣做引起的誤差不大，完全可行），就可以得到線電壓的脈沖波形，該波形是完全對稱，且規律性很強，負半周是正半周相應脈沖列的反相，因此，只要半個周期兩邊60°區間的脈沖列一經確定，線電壓的調制脈沖波形就唯一地確定了.這個脈沖並不是開關器件的驅動脈沖信號，但由於已知三相線電壓的脈沖工作模式，就可以確定開關器件的驅動脈沖信號了。
該方法不僅能抑制較多的低次諧波，還可減小開關損耗和加寬線性控制區，同時還能帶來用微機控制的方便,但該方法只適用於非同步電動機，應用范圍較小。 電流控制PWM的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號，把實際的電流波形作為反饋信號，通過兩者瞬時值的比較來決定各開關器件的通斷，使實際輸出隨指令信號的改變而改變。其實現方案主要有以下3種。 滯環比較法
這是一種帶反饋的PWM控制方式，即每相電流反饋回來與電流給定值經滯環比較器，得出相應橋臂開關器件的開關狀態，使得實際電流跟蹤給定電流的變化。該方法的優點是電路簡單，動態性能好，輸出電壓不含特定頻率的諧波分量。其缺點是開關頻率不固定造成較為嚴重的噪音，和其他方法相比，在同一開關頻率下輸出電流中所含的諧波較多。 三角波比較法
該方法與SPWM中的三角波比較方式不同，這里是把指令電流與實際輸出電流進行比較，求出偏差電流，通過放大器放大後再和三角波進行比較，產生PWM波。此時開關頻率一定，因而克服了滯環比較法頻率不固定的缺點。但是，這種方式電流響應不如滯環比較法快。 預測電流控製法
預測電流控制是在每個調節周期開始時，根據實際電流誤差、負載參數及其它負載變數，來預測電流誤差矢量趨勢，因此，下一個調節周期由PWM產生的電壓矢量必將減小所預測的誤差。該方法的優點是，若給調節器除誤差外更多的信息，則可獲得比較快速、准確的響應。這類調節器的局限性在於響應速度及過程模型系數參數的准確性。 空間電壓矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM。它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉磁場軌跡為目的，用逆變器不同的開關模式所產生的實際磁通去逼近基準圓磁通，由它們的比較結果決定逆變器的開關，形成PWM波形。此法從電動機的角度出發，把逆變器和電機看作一個整體，以內切多邊形逼近圓的方式進行控制，使電機獲得幅值恆定的圓形磁場（正弦磁通）。
具體方法又分為磁通開環式和磁通閉環式。 磁通開環法用兩個非零矢量和一個零矢量合成一個等效的電壓矢量，若采樣時間足夠小，可合成任意電壓矢量。此法輸出電壓比正弦波調制時提高15%，諧波電流有效值之和接近最小。 磁通閉環式引入磁通反饋，控制磁通的大小和變化的速度。在比較估算磁通和給定磁通後，根據誤差決定產生下一個電壓矢量，形成PWM波形。這種方法克服了磁通開環法的不足，解決了電機低速時，定子電阻影響大的問題，減小了電機的脈動和噪音。但由於未引入轉矩的調節，系統性能沒有得到根本性的改善。 矢量控制也稱磁場定向控制，其原理是將非同步電動機在三相坐標系下的定子電流Ia、Ib及Ic，通過三相/二相變換，等效成兩相靜止坐標系下的交流電流Ia1及Ib1，再通過按轉子磁場定向旋轉變換，等效成同步旋轉坐標系下的直流電流Im1及It1（Im1相當於直流電動機的勵磁電流；It1相當於與轉矩成正比的電樞電流），然後模仿對直流電動機的控制方法，實現對交流電動機的控制。其實質是將交流電動機等效為直流電動機，分別對速度、磁場兩個分量進行獨立控制。通過控制轉子磁鏈，然後分解定子電流而獲得轉矩和磁場兩個分量，經坐標變換，實現正交或解耦控制。
但是，由於轉子磁鏈難以准確觀測，以及矢量變換的復雜性，使得實際控制效果往往難以達到理論分析的效果，這是矢量控制技術在實踐上的不足。此外，它必須直接或間接地得到轉子磁鏈在空間上的位置才能實現定子電流解耦控制，在這種矢量控制系統中需要配置轉子位置或速度感測器，這顯然給許多應用場合帶來不便。 1985年德國魯爾大學Depenbrock教授首先提出直接轉矩控制理論（Direct Torque Control，簡稱DTC）。直接轉矩控制與矢量控制不同，它不是通過控制電流、磁鏈等量來間接控制轉矩，而是把轉矩直接作為被控量來控制，它也不需要解耦電機模型，而是在靜止的坐標系中計算電機磁通和轉矩的實際值，然後，經磁鏈和轉矩的Band-Band控制產生PWM信號對逆變器的開關狀態進行最佳控制，從而在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，能方便地實現無速度感測器化，有很快的轉矩響應速度和很高的速度及轉矩控制精度，並以新穎的控制思想，簡潔明了的系統結構，優良的動靜態性能得到了迅速發展。
但直接轉矩控制也存在缺點，如逆變器開關頻率的提高有限制。 單周控製法[7]又稱積分復位控制（Integration Reset Control，簡稱IRC），是一種新型非線性控制技術，其基本思想是控制開關占空比，在每個周期使開關變數的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例。該技術同時具有調制和控制的雙重性，通過復位開關、積分器、觸發電路、比較器達到跟蹤指令信號的目的。單周控制器由控制器、比較器、積分器及時鍾組成，其中控制器可以是RS觸發器，開關是任何物理開關，也可是其它可轉化為開關變數形式的抽象信號。
單周控制在控制電路中不需要誤差綜合，它能在一個周期內自動消除穩態、瞬態誤差，使前一周期的誤差不會帶到下一周期。雖然硬體電路較復雜，但其克服了傳統的PWM控制方法的不足，適用於各種脈寬調制軟開關逆變器，具有反應快、開關頻率恆定、魯棒性強等優點。此外，單周控制還能優化系統響應、減小畸變和抑制電源干擾。 傳統的PWM逆變電路中，電力電子開關器件硬開關的工作方式，大的開關電壓電流應力以及高的/dt和di/dt限制了開關器件工作頻率的提高，而高頻化是電力電子主要發展趨勢之一，它能使變換器體積減小，重量減輕，成本下降，性能提高，特別當開關頻率在18kHz以上時，雜訊將已超過人類聽覺范圍，使無雜訊傳動系統成為可能。
諧振軟開關PWM的基本思想是在常規PWM變換器拓撲的基礎上，附加一個諧振網路，諧振網路一般由諧振電感、諧振電容和功率開關組成。開關轉換時，諧振網路工作使電力電子器件在開關點上實現軟開關過程，諧振過程極短，基本不影響PWM技術的實現。從而既保持了PWM技術的特點，又實現了軟開關技術。但由於諧振網路在電路中的存在必然會產生諧振損耗，並使電路受固有問題的影響，從而限制了該方法的應用。

⑸ PWM整流器如何進行直接功率控制

PWM就是通過整流+高速開關+斬波的方法調整功率的，不同的占空比對應了不同的功率。

⑹ 調整PWM控制負載的問題

1.如果要控制的風扇的轉速，首先確認你的風扇的工作電壓是否是12V如果是則可以直接通過簡單的分立元件驅動即可。見下圖：

你要是節約錢圖片裡面的三極體Q2和R2R3不要，但是不管如何都必須選者VGS在+5V時可以打開的MOS管，比如信號5505L等管子，一定要看MOS管的DATASHEET啊不然容易發熱損壞的。